典型脈沖寬度調制（PWM）電壓信號驅動的電機，逆變器輸出脈沖電壓變化率為dv/dt，通過連接電纜加載到負載電機。脈沖電壓的峰值等于逆變器直流母線電壓VDC。電機端的峰值電壓高于逆變器的輸出電壓，可能會導致電機損壞。電機側電壓峰值的實際幅值受以下參數影響。

• 電纜和電機的阻抗

• 電纜長度

• 直流母線變化率

• PWM脈沖類型

一般由PWM控制的電壓源逆變器（VSI）通過電纜連到電機，將在電機端產生（部分）電壓反射，其原因是電纜和電機阻抗不匹配 。從電機側反射到逆變器側的電壓又會反射到電機側，兩個電壓疊加，受信號傳遞時間影響，最終可能形成全反射電壓2U，對電機側造成較大的電壓應力。因此，制造商通常建議，400V電機的逆變器端在最壞的情況下不能超出5kV/µs的dv/dt限值。

圖1 電機端的電壓波形示例

對于溝槽型IGBT，導通期間的開關速度dv/dt隨著負載電流和結溫的降低而升高。在設置門極電阻值時，通?？紤]器件在10%的模塊標稱電流ICnom、25°C的結溫及標稱母線電壓下的性能。關斷期間的開關速度dv/dt隨著負載電流的增大而升高，因此設置關斷門極電阻值時考慮*標稱電流下的器件性能。

IGBT的開關速度被定義為dv/dt=ΔVCE/Δtr。電壓和時間差可以用兩種不同的方式來確定。常用的方法是取在直流母線電壓的90%和10%之間的電壓和時間差，如圖2a所示。另一種方法是確定一個20%母線電壓的移動窗口，然后確定最大梯度，如圖2b所示。

該定義被稱為dv/dtmax，可被視為最壞情況下的選型。該定義對于評估EMI也有幫助。

請注意，曲線形狀還取決于門極驅動的雜散電感、門極電阻值及試驗裝置中的寄生電容值。

圖2 FS100R12W2T7在10% ICnom和Tvj=25°C時的

導通開關曲線示例：

a）dv/dt10-90定義

b）dv/dtmax定義

在進行工業(yè)驅動設計時，關鍵是要能按照電機絕緣要求或為滿足EMI限制而調整電壓變化率dv/dt。為此，TRENCHSTOP™ IGBT7須具備高度的可控性。該可控性取決于器件通過調整門極電阻值（RG）來改變dv/dt的能力。而這又能影響到總開關損耗（Etot）。

圖3以模塊FS100R12W2T7為例，描繪了IGBT的dv/dt與門極電阻RG的關系。在1.8Ω的標稱電阻（RG）下，關斷dv/dt10-90已經低于5kV/µs，而導通dv/dt10-90非常接近5kV/µs。隨著RG的增大，導通dv/dt和關斷dv/dt都下降。導通dv/dt隨Rgon變化的幅度非常寬，在2kV/µs與8kV/µs之間。這意味著，RG只要稍稍高于數據表中的標稱RG，就能使dv/dt低于5kV/µs。

圖3 FS100R12W2T7的IGBT dv/dt

與門極電阻RG的關系

TRENCHSTOP™ IGBT7數據表中只提供了在10-90%范圍內確定的dv/dt（dv/dt10-90）值。在電機的壽命周期中，該dv/dt10-90的值必須低于特定的限值。數據表中的dv/dt曲線分別展現了導通dv/dt及關斷dv/dt與門極電阻RG的關系。導通dv/dt曲線是按照10%的標稱電流和室溫繪制出的，而關斷曲線是按照標稱電流和室溫繪制出的。需要注意的是，dv/dt值——尤其是導通dv/dt——不是絕對的，它還與最終的試驗裝置有關。因此，它只能用作參考，在最終應用時必須加以驗證。

根據目標dv/dt，可以通過數據表中的曲線讀取相應的RG值。無論何時，RG越大，dv/dt就會越小。導通損耗Eon會隨著導通門極電阻Rgon的增大而顯著變大。要想降低功耗，最好盡量選取較小的Rgon。由于IGBT7能夠很好地控制導通dv/dt，所以可以利用較小的Rgon來降低導通損耗，同時將導通dv/dt限定在所要求的范圍以內。關斷門極電阻Rgoff對關斷損耗Eoff的影響很小?？梢赃x用較大的Rgoff來達到較低的dv/dt，而開關損耗并無明顯增加。

IGBT的門極——發(fā)射極電容（CGE）及門極——集電極電容（CGC）都經過了優(yōu)化，能讓IGBT7的dv/dt*可控，并擁有優(yōu)化的開關波形。CGE設計得足夠大，以避免寄生導通效應。這使得IGBT7不再需要額外的門極電容。當RGon最小而RGoff最大時，是寄生導通的最壞情況。額外的門極電容會增加門極振蕩風險，也會增加門極驅動的功率需求。

為能更好地控制dv/dt并避免寄生導通效應，IGBT7比上一代的IGBT4有更高的門極電荷（QG）。因此需確保電源和驅動電路具有足夠大的輸出功率?？梢酝ㄟ^下面的公式計算所需的驅動功率（PGdr）。公式中使用的QG應根據所施加的驅動器輸出電壓進行選擇。

PGdr = QG x（VGE(on) – VGE(off) x fsw